电能质量分析仪有效性和可靠性
因此提取的工作量非常小。而且每个晶体管或门都提供对电源网格的平均负载，静态分析法的主要价值体现在简单和全面覆盖。由于只需要电源网格的寄生电阻。因此该方法能够全面覆盖电源网格电能质量分析仪，但它主要挑战在于精度。静态分析法没有考虑本地动态效应和封装传导效应(Ldi/dt如果电源网格上没有足够的去耦电容，那么这二者都会导致进一步的IR压降和地线反弹。
其原理方框图如图1所示。其基本原理是根据预置数值由单片机产生相应的数字量，①开环频率合成中的电压频率合成。通过D/A 转换器产生控制电压去控制VCO中的变容二极管实现电调改变VCO工作频率。方案的特点是电路简单、经济，输出频率可以连续调整电能质量分析仪，但工作频率稳定度较低（能达到10-3要求）最主要的变容二极管压控特性存在非线性，压控灵敏度不一致，随着外加电压增加，压控特性曲线斜率逐渐变小，变容二极管压控灵敏度将降低，从而带来了预置量与数字量变换的设计和调整困难，同时还要求D/A 分辨率较高。
②开环频率合成中的直接频率合成（DDS其原理方框图如图2所示。
正弦波的数字量通过D/A 转换产生模拟量的正弦波信号。由改变查表速度来改变信号频率。用预置于RA M存储器中所需波形的量化数据，基本原理是利用计算机查寻表格上所存储的正弦波取样值。按照控制字要求，以K为步进，对相位增量进行累加，以累加相位值作为地址码来读取存放于波形存储器内的波形数据，经D/A 和滤波产生所需信号。直接数字频率合成具有相对带宽很宽电能质量分析仪，15~35MHz内无需分波段，转换时间短，频率分辨率高的优点。但电路复杂，不经济。
保证纯阻负载和容性负载电阻上的高频不失真功率要达到Po≥20mW高效高频功率放大器重点是失真要小、效率要高、输出功率要大。难点在电源电压E=12V时。
选用有推动级、激励级及末级工作于丙类（C类）电路结构，为了减小功率放大器对LC振荡器的影响和高效率输出大功率。性能优劣集中表现为滤波匹配网络的设计上。
末级工作于丙类，功率放大器由推动级、激励级和末级三部分组成。为了提高效率。晶体管选用高频功率管。功率放大器中的滤波匹配网络是关键：进行阻抗变换保证激励级至末级，末级至负载高效率获得所需的功率；充分滤除不需要的高次谐波，减小波形的失真；让滤波传输效率ηk=P1/P尽可能接近1
电阻值的相对精度很重要电能质量分析仪，本电路中。通常选用误差为正负1%金属膜电阻，如果精度要求很高，可选用相对精度好的组合电阻IC还需要两个与R4阻值相同的电阻，全电路只用六个元件就够了
这是比较容易实现的但是如果频率高，把绝对值输出平滑成直流。对输出波形又有要求，这时选择什么样的OP放大器则很重要。信号在R3R4处相加，由于流经R4信号通过一级OP放大器A1所以会产生时间延迟，不能很好地进行电流波形叠加。OP放大器A1如采用高速型，可以缩短延迟时间。但如图A所示，R3输入信号直接叠加的路径上，R3改用两个各为7.5K电阻串联，中间经电容C1接地，使信号产生若干时间延迟也可修正。
与P6015A 高压探头输出端连接，1把DPO4104数字示波器的阻抗设置为1MΩ。然后将发生器输出端的高端”连接到P6015A 高压探头输入端的高端”发生器输出端的低端”连接到P6015A 高压探头的输入端的低端”
调整时间档和触发模式，2设置发生器电压极性和校准点(如：±160V±500V±1000V±2000V±3000V±4000V示波器垂直灵敏度随校准点的不同而变化。使波形占屏幕的80％左右电能质量分析仪，记录测量数据，保存不同点波形图，完成所有校准点。
连接如图2所示，3对发生器开路输出电压脉冲波前时间T1测量时。可以和开路电压峰值一同校准，将示波器扫描时间置合适档位，用游标测量脉冲波前时间(30％～90％)T用公式：T1=1.67TGBT17626.5-1999中的规定)计算出每一个电压点对应的T1值。
需要检测中点电位不平衡的大小和相电流的幅度，3有源控制 这种方法通过控制电流的调制因子。好处就是没有1/2开关频率的纹波，但是由于增加了其他开关状态从而增加了开关损耗，这种方法一般没有滞环控制那么可靠。
分析造成三电平逆变器中点电位不平衡的本质原因。详细地分析了整流和逆变两种状态下各类电压矢量对中点电位的影响。讨论了一种基于检测中点电流方向和直流侧电容电压大小，本文首先对三电平逆变器建模。来调整小矢量PN状态作用时间进而平衡中点电位滞环控制方法。最后实验研究了该方法的效果电能质量分析仪，实验结果验证了滞环控制方法的有效性和可靠性。
根据中点电流的方向合理选择小矢量PN状态可以平衡中点电位。假设中点电流抽出的时候为正，从前面的分析可知。则当vdc1vdc2>hio<0或vdc1vdc20时，合成参考电压矢量的小矢量选P状态；当vdc1vdc2>hio>0或vdc1vdc2
4实验结果
建立了主电路如图1变换器电能质量分析仪，负载为2.2kW异步电动机，开关管采用IRF840,为了研究滞环控制方法的特点。反并二极管和箝位二极管采用MUR860图7为通常SVPWM方法直流侧两电容电压的波形；图8为滞环控制SVPWM方法的中点电位波形；图9为滞环控制SVPWM方法输出线电压波形。
因此其结果非常接近电源网格上动态转换的效果。由于静态分析法假设VDD和VSS之间的去耦电容足够滤除IR压降或地线反弹的动态峰值。 |
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